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测量系统中的电流监控系统状态的基本但强大的工具。借助先进的技术,电子或电气系统的物理尺寸大大缩小,降低了功耗和成本,而在性能方面并没有太大的折衷。每个电子设备都在监控自己的健康和状态,这些诊断提供了管理系统所需的重要信息,甚至决定了其未来的设计升级。

越来越需要测量系统中从微小电流水平到几安培电流的各种电流。例如,在以下情况下可以看到确定系统中电流或消耗的高动态范围:

睡眠/非活动电流,用于确定除正常操作之外的整体负载性能和电池/电源功率估计。

ATE/测试环境需要处理微小/低微安电流水平以安培电流水平,从而需要研发或生产水平测试。

生产车间环境以捕捉生产问题(IC 下的助焊剂、不必要的焊接短路开路)以及正常的操作功能测试。

工业设备监控,开启和关闭期间的功耗提供了设备的健康状况,例如,监控设备中的正常电流和泄漏电流以确定其随时间的磨损。

在高达 80V 的较高电压电平(共模电平)应用中,一个简单的外部电流检测放大器 (CSA)(但复杂的集成电路设计,其架构满足精度和准确度要求)和检测电阻器是解决方案测量电流时的大多数问题。电流检测放大器目前具有一流的准确度和精度,可满足实现微安电流水平的需求,同时仍保持更好的信噪比 (SNR) 性能,以提供系统设计所需的测量分辨率。

然而,为设计师选择优化的 CSA 并非易事。有一些权衡需要考虑(图 2):

可用供应

最小可检测电流(转换为器件的输入失调电压 (V OS ) 有多低)

最大可检测电流(转换为最大输入检测电压 (V SENSE ))

R SENSE上允许的功耗

图 2. 使用 CSA 和 R SENSE时要考虑的设计约束。

由于差分电压范围是由电流检测放大器的选择设置的,因此增加 R SENSE值可以提高较低电流值的测量精度,但在较高电流时功耗较高,这可能是不可接受的。此外,感测电流的范围减小(I MIN : I MAX)。

降低 R SENSE值更有利,因为它降低了电阻器的功耗,增加了感测电流范围。降低 R SENSE值会降低 SNR(可以通过平均输入处的噪声来提高 SNR)。应该注意的是,在这种情况下,设备的偏移会影响测量的准确性。通常,在室温下进行校准是为了提高系统精度,消除偏移电压并增加某些系统的测试成本。

此外,输入差分电压范围 (V SENSE ) 取决于电源电压或内部/外部参考电压和增益:

在任何实现高电流范围的应用中,目标是最大化目标精度预算的动态范围,这通常由以下等式估算:

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对于大多数输入失调电压约为 10μV 的 CSA, V SENSE-RANGE通常为 100mV。请注意,如果 V SENSE_MIN选择为 10xV OS因子,则在未校准系统中,这最多可提供 3 个十倍频程,误差为 ±10%。同样,如果选择 100xV OS,则可以实现 ±1% 的误差范围,但动态范围会缩小到 2 个十倍频程。因此,需要在动态范围和精度之间进行权衡:收紧精度预算会降低 V SENSE_MIN规定的动态范围,反之亦然。

需要注意的一点是,在 CSA + R SENSE系统中,R SENSE(容差和温度系数)通常是系统总精度的瓶颈。这仍然是业界监控/测量系统电流的有效做法,因为与电量计、集成芯片电阻器的 CSA、使用运算放大器的差分放大器的离散实现等其他替代品相比,它简单、可靠且成本合理。可以找到更高等级的容差和温度系数检测电阻器,但价格更高。应用在温度范围内的总误差预算需要与 R SENSE产生的误差相等。

无电阻传感解决方案:

对于需要测量从几百微安到几安培的更高动态范围电流的应用,下图 3 所示的集成电流传感设备 (U1) 是非常有用且有效的解决方案。该解决方案符合以下标准:

集成传感元件(无电阻)

大于 4 十倍频程的电流感应动态范围

电流输出功能(与 160Ω 负载一起提供 0-1V V OUT,兼容所有 ADC/微控制器输入以实现电流)。

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图 3:具有集成电流感应元件的 2.5V 至 5.5V 电流感应系统

代替外部检测电阻器,V DD输入和负载 (LD) 输出之间存在集成检测器件,能够测量100uA 至 3.3A的系统负载电流 (I LOAD )。增益为 1/500 的内部增益模块提供 ISH 的输出电流,即 。 一个 160Ω 电阻从 ISH 电流输出连接到 GND,转换为从 0V 到 1V的 V ISH电压输出。

在 3A 负载电流下(图 1),传感元件器件上的 V DD和 LD 上的压降约为 60mV,仅相当于 180mW 的功耗,而在较低的电流值下,检测到 100μA 范围的总误差在该区域内10%(图 2)。再加上在较高电流负载下功耗更低,并且在较低电流水平下仍保持改进的误差预算,该方案优于图 1 的传统检测电路。因此,需要高达 3A 检测的更宽电流检测范围的应用可以从该方案中受益。

具有扩展线路/输入电压的无电阻传感解决方案:

图 4 是图 3 的输入电压范围扩展,其中 U1 的电源电压现在可以接受更高的线路电压,高达 6V 至 36V。齐纳二极管 (D1) 将 V DD和 PFET (M1) 栅极之间的电压保持在5.6 V。高压线的大部分被 M1 吸收,M1 的源极钳位到距离 V 大约 4V-4.5V DD输入电压,从而将 U1 工作电压 (V DD -V SS ) 保持在其正常工作范围内(图 3)。然后,这个 M1 的源极电压偏置 M2 PFET 的栅极电压。M2 PFET 源极位于 V SS (U1) + V TH(M2) 确保 U1 ISH 输出在可接受的电压范围内。ISH 电流输出和 R1 产生相对于 GND 的 0 至 1V 输出。

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图 4. 具有集成电流感应元件的 6V 至 36V 电流感应系统

参考设备描述

D1CMFZ46905.6V齐纳

M1BSP322PH6327XTSA1MOSFET P-CH 100V 1A SOT-223

M2BSP322PH6327XTSA1MOSFET P-CH 100V 1A SOT-223

U1MAX40016ANL+WLP 封装中的四个十年无电阻器 CSA

实验结果

下面是图 4 电路的实验结果。

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图 1:内部传感元件上的电压降与负载电流的关系

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图 2:ISH 输出的增益误差与不同温度下的负载电流

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图 3:MAX40016 电源电压 (V DD -V SS ) 与 V LINE的函数关系

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图 4. I LOAD阶跃变化从 0 到 3A 的负载瞬态响应。

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图 5. 3A I LOAD的上电瞬态响应。

结论

如图所示,无电阻传感方法使设计具有高达 36V 的扩展工作范围的 4-decade 电流传感架构成为可能。

作者Bich Pham 于 2000 年加入Maxim Integrated,担任客户应用工程师,现在是技术人员的高级成员,他仍然专注于帮助客户解决现实世界的设计挑战。Bich 拥有加利福尼亚州圣何塞州立大学的电子工程学士学位。

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